本发明涉及的是一种开关电源，具体是采用多电平逆变器的、高频的、基于谐振软开关的高压直流电源。

背景技术

高压直流电源在静电除尘、高压电容充电和医疗影像等设备中有着广泛的应用。传统的高压直流电源通常采用晶闸管相控整流后用工频变压器升压的供电方案。但这种低频的供电方式使得变压器和滤波器件的体积、重量比较大，而且电源的输入、输出端都含有大量难以滤除的低次谐波。近年来，随着新一代功率器件(如igbt、等)的广泛应用，微处理器的速度进一步提高，高频逆变技术也越来越成熟，为研制一种高性能的大功率高压直流电源创造了条件。

高频化可以使得高压电源装置小型化、轻量化，但同时开关损耗也会随之增加，电能效率严重下降，电磁干扰也增大了，所以简单的提高开关频率是不行的。在大功率高压直流电源应用场合，由于常规pwm(，脉宽调制)时，开关管工作于硬开关的状态，电磁干扰较大，开关管损耗和损坏几率较大，不利于进一步提高开关频率，同时也影响了电源的稳定性和效率。针对这些问题，提出了软开关技术，它利用谐振为主的辅助换流手段，解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高。

经对现有的技术文献检索发现，《基于谐振软开关的大功率高压直流电源》利用功率主回路中高频变压器的漏感和外加电容构成串联谐振电路，可以改善开关管的开关环境，采用pam(脉幅调制)和pfm(脉频调制)相结合的调制方式。pam控制利用晶闸管相控整流电路调节直流母线电压来调节输出功率，pfm控制通过改变逆变电路的工作频率来调节输出功率。pam控制晶闸管相位。会产生开关损耗，而且晶闸管的开关频率较低，也就决定了pam无法快速响应；pfm只能消除开关管开通时或关断时的单一损耗。开关频率较高时，开关损耗仍然较高。对开关频率仍有一定的限制。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供一种基于谐振软开关技术的高压直流电源，可完全消除逆变器的开关损耗和高频不可控整流电路的整流损耗，整个电源系统控制策略简单、效率高，输出的电压波动小、响应快。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：工频不可控整流器，该整流器被配置来给逆变器稳定的输入电压；逆变器将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输出，用来对串联谐振的幅度进行调整；串联谐振电路由外加电容与变压器的漏感组成。如果变压器的漏感不足，可外加电感，将逆变器输出的脉冲电平转换为正弦波形，以便于变压器升压；高频不可控整流器对高频高压正弦电压整流，n级整流器的串联作用可使输出直流电压升高n倍。

所述的工频不可控整流器是对电网电压整流，包含的整流器数量由逆变器的输出电平数量决定。整流器以串联连接，低频变压器的次级双绕组保证各整流器中的电流、电压相位相同，相应的二极管同时导通，使得串联电容组均压充电。

所述逆变器的开关频率高，采用软开关控制以消除高频开关损耗。逆变器增加一个开关管。输入直流电压有两种。根据开关管不同的导通方式，逆变器的输出有5种状态，分别为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。

逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振，直流母线给串联谐振电路和负载提供电能，负载电压17会升高。直流母线电压越高，输出的功率越大，串联电路存储的电能就越多，负载电压17上升的幅度就越大；自由谐振，存储在串联谐振电路的电能向负载供电，由于负载的消耗，负载电压17必然会下降，只是下降幅度较小；反向谐振，存储在串联谐振电路中的电能不仅向负载供电，还将电能回馈给直流母线，负载电压17必然下降，而且幅度较大。因此，如果直流母线电压所提供的功率恰好等于负载的消耗，那么负载电压将无波动，保持不变。然后直流母线电压不易频繁改变，会造成整个高压直流电源的不稳定，谐波大大增加，带来更多的危害。因此，逆变器40输出的脉冲电平越多。负载电压17的波动必然越小，采用9电平逆变器时，输出电压17的波动极小。可以满足对电能质量需求极高的设备，再继续增加电平。效果不再明显，反而增加硬件电路的复杂度。

直流母线电压23、串联谐振电路存储的电能和输出电压17之间存在一定的对应关系，决定5种状态的选择。可建立仿真模型，绘制给定电压值与测量值17的差值与5种状态在不同电容电压32下的曲线，实施时采用比较法确定状态输出即可。逆变器40硬件电路简单，可输出5电平，只是需要采集电容电压32，输出电压17和分辨谐振电流34的过零点。对信号采集电路要求较高，控制处理器的速度要够快。但是由于算法和控制简单，采用中低端cpld/fpga都可以实现。

图1中的多级整流器20的各级整流器导通不一致，由于是高频高压整流，快速整流二极管的导通和断开会造成较大的电能损耗，影响了快速整流二极管的使用寿命，也影响了电容组充电的均压，使得输出电压17的质量和稳定性降低。高频变压器44的次级采用两绕组，次级绕组与初级绕组的匝数比降低为变压器26的一半，而变压器44的升压倍数不变。总体绕组的匝数不变，因此所占体积相同。多级整流器60是根据本发明的一个实施例，采用两个两级整流器串联的形式。其中的各级整流器的输出电流波形完全相同，很好地实现了电容的均压充电，而且快速整流二极管在电流为零时导通或关断，因此未产生整流开关损耗，进一步提高了高压直流电源200的效率。

如图4所示，根据本发明的另一个实施例的高压直流电源300的拓扑。其中，改变了逆变器40的直流输入电压电路，不需要变压器，直接采用高压直流电源200拓扑中快速不可控整流电路。电网的频率较低。因此不可控整流电路70中可选用一般的整流二极管，为了提高输出直流电压质量。电容组36和38的容量要足够大，同时整流电路70也无开关损耗。高频变压器26未作改变。采用单个四级整流器80，升压倍数并未改变，四级整流器80的结构无整流损耗，各整流器之间连接的电容器容量关系较为复杂，不易选择。逆变器结构及其控制方式相同，高压直流电源300可实现高压直流电源200的相同性能。

如图5所示，根据高压直流电源200的升压过程。逆变器40输出的5种状态作用周期固定，通过5种状态的切换改变输出电压17，若输出电压给定值直接设置为目标值，这种离散的控制方式必然会导致升压阶段的超调。因此，输出电压给定值在升压阶段必须逐渐升高，直到达到目标值。在限制电容电压32和谐振电流34的条件下，设计了输出电压给定值不断升高的曲线。正向谐振使得输出电压升高，自由谐振使得输出电压较小降低，反向谐振使得输出电压较大幅度降低，给定电压计划曲线正基于此点。在输出电压未达到目标值的95%，给定电压按照最快的速度上升，即2正向谐振使得输出电压升高的幅度。若电容电压32和谐振电流34超过限制值，接下来的状态设置为自由谐振，尽量避免反向谐振状态。输出电压达到目标值的95%以后，若电容电压32和谐振电流34超过限制值，接下来的状态设置为反向谐振，尽量避免2正向谐振，用1正向谐振使得输出电压较缓慢上升到目标值。图5中的曲线2即是输出电压上升的理想曲线，输出电压的实际上升曲线并没有较好地跟踪理想曲线，是因为对电容电压32和谐振电流34的限制，以避免过高的电压或电流导致逆变器40的开关管损耗。

虽然已经在此图解和说明了本发明的特定特征，但是本领域内的技术人员可以进行许多修改和改变。因此，应当明白，所附的权利要求意欲涵盖落入本发明的真实精神的所有这些修改和改变。(未完待续。)

技术领域